電動車、可再生能源和儲能系統等電源發展技術的成功取決於電力轉換方案能否有效進行。電力電子轉換器的核心，包含專用半導體元件和透過閘極驅動器控制這些新型半導體元件開關的策略。
目前最先進的寬頻元件，如碳化矽(SiC)和氮化鎵(GaN)半導體具有更高的性能，如600V~2,000V的高電壓額定值、低通道阻抗，以及高達MHz範圍的快速切換速度。這些提高了閘極驅動器的性能要求，例如透過去飽和以得到更短的傳輸延遲和改善的短路保護。
本文展示了ADuM4136閘極驅動器的優勢，這款單通道元件的輸出驅動能力高達4A，最大共模瞬變抗擾度(CMTI)為150kV/μs，並具有包括去飽和保護的快速故障管理功能。
透過與Stercom Power Solutions GmbH協作開發，用於SiC功率元件的閘極驅動單元(GDU)展現了閘極驅動器的性能(圖1)。電路板採用雙極性隔離電源供電，其基於使用LT3999電源驅動器建構的推挽式轉換器。此單片式高壓、高頻、DC/DC轉換驅動器包含具有可編程限流功能的1A雙開關，提供高達1MHz的同步頻率，具有2.7V~36V的寬廣工作範圍，關斷電流< 1μA。
圖1：GDU。
該解決方案採用SiC金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)電源模組進行測試，SiC模組提供1,200V的漏源擊穿電壓、22.5mΩ典型通道電阻和100A脈衝漏電流能力，最大額定閘極源極電壓為-10V和+20V。
本文評估了該解決方案產生的死區時間，並分析研究GDU導入的總傳輸延遲。透過去飽和檢測，測試了對SiC元件的超載和短路保護功能，測試結果顯示，該解決方案回應快速。
測試設定
用於報告測試的完整設定如圖2所示。在電源模組兩端提供高壓直流輸入電源(V1)。在輸入端增加1.2mF、去耦箔電容組(C1)，輸出級為38μH電感(L1)，在去飽和保護測試過程中可將其連接至電源模組的高邊或低側，表1總結了測試設定功率元件。
圖2：測試設定原理圖。
表1：測試設定功率元件。
圖4中所示的GDU接收來自脈衝波產生器的開關訊號。這些訊號傳送至死區時間產生電路，由LT1720超快、雙通道比較器來實現，比較器的輸出饋入兩個ADuM4136元件。閘極驅動器向閘極端發送隔離訊號，並從電源模組中的兩個SiC MOSFET的汲極端接收隔離訊號，閘極驅動器的輸出級由推挽式轉換器提供隔離電源，該轉換器使用了由外部5V直流電源供電的DC/DC驅動器。SiC模組的溫度測量使用了ADuM4190高精準度隔離放大器，由低壓差(LDO)線性穩壓器供電。
圖3展示了實驗連接設定，表2描述了去飽和保護測試中使用的設備。
圖3：測試設備連接圖。
表2：測試設定裝置。
測試結果
死區時間和傳輸延遲
硬體死區時間由GDU導入，以避免半橋電源模組中出現短路，這在打開或關閉高邊和低側SiC MOSFET時可能會發生(圖4)。請注意，延遲的PWM_B訊號在本文中表示為PWM_B_D。
圖4：GDU訊號鏈。
在傳輸延遲測試中，在底部驅動器的訊號鏈上測量死區時間，其由GDU PWM_B訊號的(有效低位準)輸入激發。死區時間透過使用電阻電容(RC)濾波器和超快比較器產生。圖5至圖8顯示傳輸延遲測試的結果，表3描述了圖5至圖8所示的訊號。
表3：示波器訊號描述(低端驅動器)。
當PWM_B輸入訊號被拉低時，比較器將其延遲PWM_B_D輸出狀態從高變為低，死區時間由RC電路確定(~160ns，圖5)。
圖5：死區時間測量，元件開啟。
當SiC MOSFET關斷，且PWM_B輸入訊號被拉高時，與SiC MOSFET開啟時測量的延遲時間相比，PWM_B_D延遲時間可以忽略不計(~20ns)，如圖6所示。
圖6：死區時間測量，元件關斷。
開啟和關斷時在PWM_B_D死區時間產生和VGS_B訊號切換後測得的延遲時間如圖7和圖8所示。這些延遲時間比較短暫，分別為66ns和68ns，是由ADuM4136導入的延遲。
圖7：延遲時間測量，元件開啟。
圖8：延遲時間測量，元件關斷。
開啟時的總傳輸延遲時間(死區時間加上傳輸延遲)約為226ns，關斷時的總傳輸延遲時間約為90ns，表4總結了傳輸延遲時間的結果。
表4：傳播延遲測試結果。
去飽和保護
避免驅動開關高壓短路的去飽和保護功能整合在閘極驅動器IC上。在此應用中，每個閘極驅動器間接監控MOSFET的汲極至源極接腳的電壓(VDS)，檢查並確認其DESAT接腳的電壓(VDESAT)不超過介於8.66V~9.57V之間的基準去飽和電壓位準VDESAT_REF (VDESAT_REF = 9.2V，典型值)。此外，VDESAT的值取決於MOSFET操作和外部電路：兩個高壓保護二極體和一個齊納二極體(參見表6和原理圖部分)。
VDESAT的值可透過以下公式計算：
VDESAT= VZ + 2 × VDIODE_DROP + VDS
其中：VZ是齊納二極體擊穿電壓，VDIODE_DROP是每個保護二極體的正向壓降。
在關斷期間，DESAT接腳在內部被拉低，未發生飽和事件。此外，MOSFET電壓(VMOSFET)高，且兩個二極體反向偏置，以保護DESAT接腳。在接通期間，DESAT接腳在300ns內部消隱時間後釋放，兩個保護二極體正向偏置，齊納二極體出現故障。在這裡，VDESAT電壓是否超出VDESAT_REF值取決於VDS的值。
正常工作時，VDS和VDESAT電壓一直很低。當高電流流經MOSFET時，VDS電壓增大，導致VDESAT電壓位準升至VDESAT_REF以上。在這種情況下，閘極驅動器輸出接腳(VOUT)在200ns內變為低位準並去飽和MOSFET，同時生成延遲< 2μs的FAULT訊號，使閘極驅動器訊號(VGS)立即鎖定，這些訊號只能由RESET接腳解鎖。
檢測電壓位準取決於VDS的值，並可透過選擇具有擊穿電壓VZ的合適齊納二極體設定為任何位準。反過來，可根據MOSFET製造商數據手冊中所述的VDS來估計用於去飽和的MOSFET電流(ID)。
用閘極脈衝對高邊和低側MOSFET進行了兩次去飽和保護測試。透過選擇不同的齊納二極體，在每次測試中測試了不同的故障電流。測得的電流值如表4所示，假定最大VDESAT_REF = 9.57V(最大值)，標稱VDIODE_DROP = 0.6V。
低側測試
25℃室溫下，透過在100V~800V的範圍內改變輸入電壓(V1)，進行了低側去飽和保護測試(圖9)。
圖9：低側去飽和保護測試。
圖10至圖17顯示低側去飽和保護測試的結果，表5說明了圖10至圖17所示的訊號。
表5：示波器訊號描述(低側測試)。
圖10：低側測試，V1 = 100V，無故障。
圖11：低側測試，V1 = 200V，無故障。
圖12：低側測試，V1 = 300V，無故障。
圖13：低側測試，V1 = 400V，無故障。
圖14：低側測試，V1 = 500V，無故障。
圖15：低側測試，V1 = 600V，無故障。
在圖16和圖17中，在25℃下對~125A的電流觸發了去飽和保護，並且故障狀態接腳在延遲約1.34μs後觸發為低位準。
圖16：低側測試，V1 = 800V，檢測到故障。
圖17：低側測試，V1 = 800V，檢測到故障(放大)。
對電源模組的高邊進行了類似測試，其中在25℃下對~160A的電流觸發了去飽和保護，並在1.32μs後觸發故障狀態接腳為低位準。
低側和高邊測試的結果說明，閘極驅動解決方案可在< 2μs的高速下，能夠上報去飽和檢測的電流值，這個電流值接近設定的電流值(表6)。
表6：去飽和保護測試的計算條件。
原理圖
圖18至圖20顯示閘極驅動器板的原理圖。
圖18：閘極驅動板原理圖(初級端)。
圖19：閘極驅動板原理圖(隔離電源和高邊閘極訊號)。
圖20：閘極驅動板原理圖(隔離電源和低側閘極訊號)。
結論
閘極驅動器能夠透過去飽和保護上報短傳輸延遲和快速過流故障。這些優勢結合適當的外部電路設計，可滿足開發先進的寬頻元件，如SiC和GaN半導體所提供的應用的嚴格要求。
本文中的測試結果是全閘極驅動解決方案在高電壓下驅動SiC MOSFET模組的資料，並透過去飽和保護功能提供超快回應和相應的故障管理。此閘極驅動解決方案提供具有適當電壓位準的隔離電源，以及低關斷電流和軟啟動功能。
本文同步刊登於《電子工程專輯》雜誌2022年7月號
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